★ FEATURED ARTICLE 做电源的同行应该都听过这么一句话PFC前级本质上就是一个Boost斩波器。我刚接触功率因数校正那阵子对“斩波器”这三个字特别不理解总觉得斩波器是直流变换里的词怎么跑到交流输入的PFC里来了后来拿着示波器反复看电感电流才想明白PFC里的开关管干的事和DC-DC斩波器完全一样——高频通断把整流桥出来的脉动直流“切成”高频脉冲再由电感和电容重新整形最终让输入电流自动去跟踪输入电压的波形。这个过程的实现形式取决于电感电流的工作模式也就是大家常说的CCM、DCM和CRM。这篇文章适合正在调PFC的硬件工程师、电源设计入门者以及想从拓扑层面吃透PFC控制逻辑的朋友我会把三种模式的区别、选型方法、实测波形和排错思路一次性讲清楚。1. 斩波器在PFC里扮演什么角色1.1 先厘清概念PFC的“斩波”到底斩的是谁很多人第一次听到“PFC斩波器”会觉得别扭。斩波器Chopper在经典电力电子教材里通常指DC-DC变换器里的功率开关器件用来把直流输入电压切成高频方波再通过滤波得到所需电压。而PFC的输入是交流市电看起来和“斩波”不搭边。可实际电路一摆出来就明白了。传统有源PFC前端交流输入经过整流桥后得到的是一个100Hz或者120Hz的脉动直流电压。这个电压直接加在Boost电感、开关管、二极管和输出电容组成的电路上。开关管以几十千赫到几百千赫的频率反复开通和关断本质上就是在对“脉动直流母线”做斩波导通时把输入电压短接到电感上储能关断时让电感通过二极管向输出电容释放能量。整个动作和Boost DC-DC变换器一模一样只是输入电压不是恒定直流而是跟着工频周期变化的馒头波。所以“斩波器在PFC中的应用”这个说法表述是准确的。PFC前级的功率开关管就是那个高频斩波的执行者。它负责把连续的输入电压斩成离散的高频脉冲并通过占空比的实时调节控制每个开关周期内电感的储能和释放量。这里需要顺带提一个工程习惯。业内聊PFC时很少一本正经叫它“斩波器”一般直接说“开关管”“功率MOSFET”或者“PFC开关”。但脑子里一定要有“斩波器”这个模型因为后面分析CCM、DCM、CRM时所有的电流波形、损耗计算、控制策略都是围绕这个高频通断动作展开的。1.2 斩波器对功率因数的“控制手段”功率因数校正的本质就是让输入电流波形和输入电压波形保持同步并且让两者的相位差趋近于零。这样从电网看进去整个电源就像一个纯电阻有功功率最大无功和谐波最小。如果没有PFC传统的整流桥加一个大电解电容输入电流只在交流电压峰值附近才充进去形成一个很窄的尖峰脉冲。这个尖峰电流的谐波特别大功率因数可能只有0.5到0.7。加上斩波器之后开关管在一个工频周期内不断高频通断配合Boost电感把输入电流“切割”成一个一个高频三角波或梯形波。控制环路再根据输入电压的波形、输出母线电压和负载情况实时调整每个开关周期的占空比让这些高频电流平均值的包络尽量跟随正弦波。打个比方斩波器就像水龙头电感像水管里的惯性轮。水龙头高频地开和关水流不会真的变成断断续续的一滴一滴而是会因为惯性形成平滑的平均流量。开的时间长一点、关的时间短一点平均流量就大反过来平均流量就小。控制系统在电压过零点附近让“水龙头”开得短在电压峰值附近让“水龙头”开得长最终流出去的电流平均值就自然贴上了正弦形状。这就是斩波器在PFC里的核心价值它不是直接“生成”正弦电流而是通过高频斩波把一个本来畸变的非线性输入电流调理成和电压同频同相的正弦电流。CCM、DCM和CRM只是这个调理过程中电感电流的三种不同连续状态决定了纹波大小、开关损耗、EMI和控制复杂度。1.3 斩波器用IGBT还是MOSFET网上看到不少人问“PFC电路斩波使用的是IGBT管吗”这里统一回答看功率等级和开关频率。在绝大多数中小功率PFC中斩波器用的是功率MOSFET不是IGBT。原因是PFC的开关频率通常比较高CCM模式常跑65kHz到200kHzCRM模式变频范围可能从几十千赫到几百千赫。IGBT有拖尾电流关断时电流不能立刻切断高频下开关损耗会迅速上升效率和温升都扛不住。而且中小功率的电流应力并不大MOSFET的导通电阻带来的损耗完全可以接受。但在大功率三相PFC、或者开关频率不高的工业电源里IGBT依然有它的位置。IGBT耐压高、通流能力强、过流耐受性好在大电流场合的导通压降优势明显。只要把开关频率控制在20kHz到40kHz以内配合软开关技术IGBT照样能当合格的PFC斩波器。选型时不要只看耐压和电流还要看开关频率、驱动电压、体二极管反向恢复特性、热阻这几个关键参数。下面这张表是我平时做方案时常用的选型判断依据对比项功率MOSFETIGBTSiC MOSFET适用频率65kHz以上20kHz~40kHz100kHz以上典型功率范围100W~3kW数kW以上1kW~数十kW关断特性较快无明显拖尾有拖尾电流高频损耗高极快可高频工作驱动复杂度低耐压较低时驱动简单需要负压关断或强下拉栅极驱动要求高需快速过流保护反向恢复取决于体二极管部分差无体二极管外部并联二极管无反向恢复问题典型场景适配器、充电器、PFC工业大功率、三相PFC图腾柱PFC、服务器电源图腾柱PFC尤其特殊。它的高频桥臂不能使用体二极管反向恢复差的普通MOSFET否则换向损耗会非常难看所以现在很多图腾柱方案直接上GaN或者SiC MOSFET。这个问题后面的实操章节还会细讲。2. CCM、DCM、CRM三种模式到底差在哪2.1 CCM连续导通模式CCM全称Continuous Conduction Mode连续导通模式。判断标准很简单在开关周期结束时Boost电感里的电流没有降到零下一个周期开始前电感中还有剩余能量。连续模式下电感电流波形像是三角波叠在较大的直流分量上峰值电流和有效值电流相对较小。这带来的好处很明显MOSFET通态损耗小电感磁芯的峰值磁密也小输出电流纹波低。但代价是Boost二极管在开关管导通时不能自然关断存在严重的反向恢复问题。二极管需要从导通状态快速切换到阻断状态残留的少数载流子会产生很大的反向恢复电流尖峰叠加在开关管导通电流上加大开关管损耗和EMI噪声。所以CCM PFC一般都要用快恢复二极管或者干脆用SiC肖特基二极管。SiC二极管没有反向恢复电荷开关管导通时的电流尖峰明显减小效率可以提升好几个点。这也是为什么这几年大功率CCM PFC越来越常见SiC的影子。CCM适合中大功率场合典型功率范围从几百瓦到几千瓦。控制方式常用平均电流控制和峰值电流控制。平均电流控制比较经典UC3854这颗芯片就是教科书级的CCM PFC控制器。峰值电流控制则需要额外处理峰值电流和平均电流之间的误差问题否则PF值上不去。CCM的占空比关系按照Boost拓扑的伏秒平衡很容易推出来D 1 - Vin / Vout。注意这个Vin是Boost电感的瞬时输入电压在PFC里面它不是一个定值而是随工频周期变化的。所以PFC的占空比也在工频周期内不断变化电压过零点附近占空比接近1电压峰值附近占空比最小。设计补偿环路时要按最恶劣工况来校核。2.2 DCM断续导通模式DCM全称Discontinuous Conduction Mode断续导通模式。这种模式下每个开关周期中电感电流都会在某个时刻降到零并且保持一段零电流的时间等下一个开关周期到来才重新上升。断续模式最大的好处是二极管可以自然关断。电感电流降到零时二极管中不再有电流流过也就没有反向恢复问题。开关管在零电流条件下开通开通损耗很低。控制上也不必像CCM那样复杂的电流内环很多简单的恒频峰值电流控制芯片就能跑出不错的PF值。但天下没有免费的午餐。DCM的电感电流峰值很高同样输出功率下开关管和电感的电流应力比CCM大很多。这会导致导通损耗、磁芯铁损和输出电容的纹波电流都增大。DCM输入电流的高频纹波幅度大EMI滤波器也要多花些成本。还有一点经常被忽略恒频DCM PFC在半个工频周期内电感电流峰值的包络始终跟着输入电压走。理想情况下这确实能输出正弦电流但实际电路因为电感电流断续占空比固定时输入电流平均值会有畸变在输入电压过零点附近尤其明显。所以DCM PFC的PF值通常不如好的CCM方案只适合对PF要求不是极端的低成本小功率场景。DCM一般出现在两个地方。一个是反激PFC小功率充电器、LED驱动里很常见另一个是Boost PFC在轻载时自然落入DCM。很多CCM控制芯片在轻载下会降低频率进入DCM或突发模式就是为了减少开关损耗和维持效率。2.3 CRM/BCM临界导通模式CRM全称Critical Conduction Mode也叫BCMBoundary Conduction Mode或者TMTransition Mode。它实际上是CCM和DCM的临界点电感电流在每个开关周期末刚刚降到零但没有多余的“死区时间”紧接着下一个周期马上开始。CRM的工程意义非常实际。相比DCM它的电感电流峰值没那么夸张电流有效值也小一些相比CCM它成功避开了二极管反向恢复问题因为电流归零后二极管自然关断。更妙的是CRM天然适合做变频控制固定导通时间通过检测电感电流过零信号来决定下一周期何时开始。电流降到零时开通开关管正好是谷底可以实现准谐振或谷底开关大大降低开关管的开通损耗。但CRM的明显代价是频率不固定。输入电压和负载变化时开关频率会跟着变。轻载时频率可能飙到几百千赫满载低压时可能掉到几十千赫。频率变化范围宽EMI滤波器设计很难兼顾整个频段磁性元件的设计也要考虑不同频率下的损耗变化。另外变频控制在音频范围内容易产生人耳能听见的噪声所以电感磁芯和减震工艺要格外注意。CRM比较适合中小功率比如300W以内的适配器、LED电源以及作为充电器前级PFC。很多CRM PFC控制器都用ZCD绕组辅佐绕组来检测电感电流过零的时刻同时这个绕组还能给控制芯片供电或提供谷底检测。用L6562系列这类经典芯片做CRM PFC是很多入门工程师都应该走一遍的流程。2.4 三种模式对比三种模式并不是谁完全替代谁的关系而是不同功率、不同成本、不同性能目标下的不同选择。下面这张表把关键差异列出来方便方案选型时快速做判断对比项CCMDCMCRM/BCM电感电流状态始终大于零周期性降到零并维持刚好降到零立即上升开关频率恒定通常65k~200k恒定或可调变频随负载和输入变化电流纹波小大中等开关管开通损耗较大尤其二极管反向恢复零电流开通谷底开关或准谐振二极管反向恢复严重需快管/SiC无无PF性能最好中等较好控制复杂度高需要精密电流环低中需要ZCD检测典型功率范围300W~数kW150W100W~500W典型应用服务器电源、工业电源LED、小家电适配器适配器、充电器、照明打个不严格但好记的比方CCM是高速公路上匀速行驶的车流平稳但堵车时起步费油DCM是走走停停的市区路况红绿灯少但每次起步都费电CRM是刚好卡在绿灯变红的瞬间通过油门踩得聪明可惜红绿灯周期老变。3. 关键参数设计与模式选型实操3.1 电感值的确定三种模式的分界线模式不是凭空出现的是由电感量、开关频率、输入电压、负载电流共同决定的。其中最容易动手调的就是电感量。电感大电流容易连续往CCM方向跑电感小电流容易断续往DCM或CRM方向跑。Boost临界电感的经典表达式是L_c Vout * (1 - D) / (2 * f_s * Iout)其中Vout是输出电压D是开关管的占空比f_s是开关频率Iout是输出电流。这个公式对应的是固定输出的Boost变换器处在CCM和DCM边界的临界电感。实际用的时候要知道D 1 - Vin / Vout所以公式也可以改写成L_c Vout * (Vin / Vout) / (2 * f_s * Iout) Vin / (2 * f_s * Iout)这就有意思了临界电感直接和输入电压成正比。PFC电路的输入电压在一个工频周期里从零变到峰值理论上每个瞬时电压点对应的临界电感都不一样。工程上通常按最低输入电压、满载输出这个最严苛的工况来计算然后留30%以上的裕量。如果目标是CRM就选在这个临界点附近。如果目标是CCM就要选到比最低输入电压对应的临界电感更大。如果目标是DCM则电感要选小一些确保在全输入电压范围内都处于断续状态。我在实际项目里还习惯用另一个工程简化式来估算临界条件L_c ≈ (Vin_min^2 * D * T) / (2 * Pin)其中Vin_min是最低输入电压的有效值Pin是输入功率T是开关周期。这个式子推起来不复杂本质上就是让电感的储能能力等于临界传输功率。两者算下来的数值差得不多小信号估算完全够用。电感量定了之后还必须回头验算电感峰值电流。DCM和CRM模式下峰值电流远高于平均电流很容易触发磁芯饱和。绕线电感要确保在最恶劣条件下磁通密度不饱和否则电流波形会出现尖峰塌陷PF值暴跌甚至炸管。3.2 开关频率与磁芯材料的选择CCM模式下开关频率恒定磁芯损耗相对好算。常用的频率点是65kHz和100kHz因为这正好卡在低成本铁氧体磁芯的高性价比区间。频率再往上磁芯损耗快速上升驱动损耗也变大一般就得考虑氮化镓或碳化硅器件了。CRM模式因为变频磁芯选择有点麻烦。满载低压时频率低磁通摆幅大容易接近饱和轻载高压时频率高磁芯损耗又上来了。所以CRM电感经常要选择低损耗、宽频带特性的磁粉芯比如铁硅铝、铁镍钼粉末磁芯。这类磁芯的分布式气隙让它在很宽的频率范围内损耗都比较平缓不像铁氧体那样高频损耗陡增。还有一个容易踩的坑是气隙。CCM下电感中的直流偏置电流很大必须开足够的气隙防止饱和DCM和CRM下电流峰值更大但平均直流分量小一些。很多人直接把CCM的电感方案套到CRM上结果磁芯余量一大截整机体积下不来。反过来把CRM的小电感方案硬用在CCM上电感电流纹波极大损耗和EMI全部超标。磁芯选型没有捷径就是先定模式、再算电流纹波和峰值然后查磁芯手册选材料最后打样实测温升。绕线层数、集肤效应、邻近效应这些在高频下必须一并考虑要不然后期会发现电感温度比开关管还高。3.3 控制芯片方案与环路设计不同模式对应的控制芯片完全不同。DCM常用便宜的恒频峰值电流芯片比如ST的L6561、L6562这些虽然是CRM控制器但在轻载或特定条件下也能工作在DCM。真正意义上DCM PFC控制器很多集成在反激主控里像一些准谐振反激芯片同时承担PFC和DC-DC功能。CRM PFC的经典选择还是L6562A、L6563、UCC28051这一类。它们内置ZCD检测、误差放大器和乘法器外围电路非常成熟。设计时要仔细读Datasheet里的ZCD绕组参数反馈网络和软启动参数也要按要求来。CCM PFC控制器常见的有NCP1654、UCC28180、UC3854等。UC3854是平均电流控制的祖师爷很多大学的电源实验课还在用。NCP1654和UCC28180属于更现代的设计外围简化很多性能也更稳。环路设计上PFC有两个控制环电压外环和电流内环。电流内环的带宽可以做到开关频率的1/10到1/6作用是让输入电流快速跟踪基准。电压外环的带宽就绝对不能做高通常只有10Hz到20Hz。因为输出电压上叠加有100Hz/120Hz的工频纹波如果电压环响应太快它会把工频纹波当成需要校正的误差信号导致功率级输入电流产生额外畸变PF值反而变差。电流环在CCM和CRM里的实现差异很大。CCM需要高性能的平均电流放大器环路补偿要仔细做不然在占空比接近0.5时会出现次谐波振荡需要加斜率补偿。CRM的控制相对粗放因为电感电流每次都归零系统的能量传输模式更接近“脉冲能量包”只要ZCD触发正常、导通时间恒定电流自然就能跟随输入电压。仿真环节建议用PSIM或SIMPLIS做闭环波形验证。PSIM的开关模型跑PFC闭环比较方便SIMPLIS对环路稳定性分析更友好。仿真主要看三个点电感电流是否落在预期模式、输入电流正弦包络是否有畸变、电压环瞬态响应是否稳定。4. 实操中的常见问题与排查技巧4.1 电感电流波形怎么看怎么判断模式判断板子实际工作在哪个模式最靠谱的方法不是算公式而是直接拿电流探头量电感电流波形。把电流探头卡在Boost电感上或者测开关管源极采样电阻的电压波形然后用示波器看一个开关周期内的电流波形。如果电流从大于零的某个值开始上升中途没有降到零那就是CCM如果每个周期内电流都能降到零并且有一个明显的时间段电流保持在零位那就是DCM如果电流刚好降到零没有任何停顿立刻又开始上升那就是CRM。实际操作时要注意DCM和CRM只看波形有时候很难分清楚。这时要把时间轴拉开连续观察多个开关周期。CRM的频率是不稳定的会随着工频周期内输入电压的变化而变化DCM如果固定频率控制开关周期会相对稳定。另外可以看开关管的Vds波形。CRM在谷底开通时Vds会先振荡到谷底再开通波形上会有一个凹陷DCM恒频控制下开通时刻和振荡相位不固定波形更乱。我见过不少人只测开关管漏源电压不看电感电流容易误判模式。因为漏源电压只能看到开关动作看不到电感电流的具体值。最严谨的做法是电流探头测电感电流差分探头测Vgs和Vds三者同步抓波形。4.2 几个典型故障的排查流程调PFC最烦的是问题不明确。这里整理几个我踩过或者看别人踩过的典型坑按现象、原因、排查顺序来写。现象功率因数上不去输入电流波形削顶。这种问题在DCM和CRM里很常见尤其是电感偏小或者峰值电流限幅设置不当。先看是不是电感电流已经进入饱和再看乘法器输出的电流基准是否被限幅最后检查输入电压采样是否有畸变。如果是恒频DCM还要检查占空比是否过大导致输入电流平均值在峰值附近被峰值电流限制箍住。现象开关管发烫严重。如果工作在CCM先怀疑二极管反向恢复。把普通快恢复管换成SiC肖特基二极管温度通常能立刻降下来。如果工作在CRM要检查ZCD信号是否稳定有没有丢脉冲导致硬开关。示波器上看Vds波形如果开通瞬间有很深的米勒平台或者反向恢复尖峰说明开关管不是在谷底开通。现象轻载时PF很低重载正常。这是正常现象。轻载时很多PFC芯片会进入突发模式或者降低频率输入电流谐波自然变大。如果一定要提高轻载PF可以试试强制CCM模式但会牺牲效率。大多数产品只要满足半载以上PF达标就行不必强求轻载。现象电感啸叫噪声在音频范围内。CRM变频范围如果覆盖到20kHz以下电感就会发出人耳可闻的啸叫。解决办法有几个方向调整ZCD电路让频率避开音频段改善磁芯固定方式或者用浸油/灌封工艺减少振动。如果是DCM恒频啸叫一般来自磁芯松动或PWM突发频率刚好落在音频段对症下药即可。现象输出过压保护后芯片锁死。很可能是ZCD绕组在过压时反向电压过高触发保护。检查ZCD串联电阻阻值和稳压管钳位电路确保在输出电压尖峰时ZCD引脚电压不超过允许范围。4.3 图腾柱PFC中的斩波器有何不同现在红得发紫的图腾柱PFC经常和“无桥PFC”“GaN”“SiC”这些词一起出现。它的结构和传统Boost PFC大有不同直接省掉了输入整流桥用两个开关管桥臂来同时完成整流和PFC功能。在某个工频半周期内图腾柱电路的两个桥臂分工明确一个桥臂的高频管负责斩波和Boost电感一起完成升压和电流整形另一个桥臂的工频管则承担同步整流功能替代了传统Boost二极管。到了下一个工频半周期两个桥臂的角色互换。这里斩波器的要求和传统PFC就不一样了。传统Boost PFC中二极管在CCM下有反向恢复问题但可以用SiC二极管来扛图腾柱PFC中承担二极管功能的是低端或高端管子的体二极管如果用普通MOSFET在换向瞬间体二极管反向恢复极快产生巨大的电流尖峰和振荡损耗反而比传统拓扑还大。所以图腾柱PFC的高频管必须用反向恢复特性几乎为零的器件也就是GaN或SiC MOSFET。图腾柱PFC的另一个难点是工频换向点附近的电流畸变。在电压过零点附近电流要从一个桥臂切换到另一个桥臂如果控制时序不当会产生一段死区输入电流出现明显的台阶或尖刺。很多方案会采用四步换向或者改进的PWM时序来平滑切换。为了解决电流纹波和EMI问题工程上常把两路图腾柱PFC交错并联也就是交错式图腾柱PFC。两路主电路错相180度工作输入电流的纹波互相抵消电感尺寸可以缩小散热也更均匀。这种拓扑对斩波器的动态响应和均流控制要求更高但带来的效率收益非常可观是目前大功率服务器电源和车载充电机的主流方向。如果后续后级还要接LLC电路PFC输出母线电压一般稳定在380V到400V左右这个电压直接作为LLC的输入。PFC斩波器的主要任务就是先把母线稳住LLC再去处理隔离和电压调节。PFC和LLC之间最好做好时序配合避免上电时母线过冲打伤后级。5. 最后再说几句测试上的心得说穿了CCM、DCM和CRM这三种模式只是同一个斩波原理在不同功率和工况下的三种表现。选哪个模式关键看你的功率等级、成本预算、效率和EMI要求。不要迷信某一种模式天下无敌也不要觉得新拓扑就一定比老拓扑好用。我见过不少工程师在CRM和CCM之间反复纠结最后发现换一个合适的电感值和二极管效率就能拉开好几个点。我个人在实际调试中最大的体会是先看波形再改参数。公式只能帮你估算起始值真正的模式边界、损耗热点和噪声问题最终都要靠电流探头和差分探头来定位。调CRM PFC时尤其要留意ZCD信号的走线我有一块板子就是ZCD绕组引线太长被主开关节点的dv/dt耦合出噪声导致芯片在过零时误触发测出来PF值忽高忽低。把引线缩短、加一个几十皮法的并联电容后问题立刻消失。如果你正准备做PFC方案建议先从一款成熟的CRM控制芯片搭一个300W左右的板子跑起来用示波器把三种模式都看一遍。把电感和负载分别往两个方向调亲眼看着电感电流从连续变成临界再变成断续比看十遍理论都管用。电源这东西理论是地图波形才是脚下的路。
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