★ FEATURED ARTICLE 本文将以圣邦微电子的SGM61630芯片为例系统性地为你拆解如何将一个标准的Buck降压变换器重构为一个能够稳定输出负电压的反向Buck-Boost变换器。我们将从拓扑原理、电压电流应力分析出发详细讲解关键辅助功能如使能、同步、PG信号的接口设计并通过一个24V输入转-15V/1.5A输出的完整设计实例来验证方案的可行性。无论你是正在为精密仪器寻找负电源方案还是想深入了解DC-DC变换器的拓扑灵活性这篇文章都能提供从理论推导到动手实践的全流程指南。引言在许多精密电子系统中例如医疗设备、测试测量仪器和运算放大器供电线路中常常需要一组稳定的负电压轨并且要求这个负压输出能与输入电源共地。反向Buck-Boost降压-升压变换器恰恰能满足这一需求它不仅可以实现升降压功能还能反转输出电压的极性。一个令人兴奋的事实是通过对功率级电路的拓扑连接和反馈网络进行巧妙调整几乎任何常规的Buck变换器都可以被重构为反向Buck-Boost变换器。本文将以SGM61630这款集成功率管的同步Buck控制器为例为你详细阐述重构的具体方法、设计要点以及注意事项。这套方案思路清晰同样适用于非同步整流架构的芯片实现。反向Buck-Boost变换器原理2.1 拓扑重构与连接方式图1展示了一个典型Buck变换器的基本拓扑结构。在Buck配置下输出的正极$V_{OUT}$连接到电感器而输出的负极则直接连接到Buck IC的GND引脚。图1Buck变换器基础拓扑反向Buck-Boost拓扑与Buck拓扑在元件构成上高度相似其关键区别在于连接方式。图2清晰地展示了如何将Buck变换器“改造”为反向Buck-Boost变换器。核心操作是将原来Buck电路的输出正极重新定义为系统的地System GND而原本Buck IC的“IC GND”引脚则变成了我们所需的输出负极-$V_{OUT}$。同时需要在输入电源和这个新定义的System GND之间增加一个额外的输入电容 $C_{IN}$。图2反向Buck-Boost变换器拓扑由Buck重构而来这里有一个至关重要的细节在反向Buck-Boost连接中IC GND直接与负输出电压相连。这意味着芯片所有引脚的电位都是相对于这个负压的这会对Buck IC引脚承受的电压应力产生根本性影响相关控制引脚如EN、SYNC的外部电路必须重新设计我们会在第3章“辅助功能”中详细说明。经过上述连接调整电路的工作原理随之改变MOSFET导通时功率二极管截止电感两端的电压为 $V_{IN}$电感电流线性上升。此时能量由输出电容 $C_{OUT}$ 提供给负载。如图3(a)所示。MOSFET关断时功率二极管导通电感两端的电压为 -$V_{OUT}$电感电流线性下降。此时电感的储能被释放与输入电源一起为负载供电并为输出电容充电。如图3(b)所示。图3反向Buck-Boost变换器工作原理 (a) MOSFET导通 (b) MOSFET关断在连续导通模式下变换器的占空比 $D$ 可以推导为$$ D \frac{V_{OUT}}{V_{OUT} V_{IN}} $$2.2 电压与电流应力分析将Buck IC配置为反向Buck-Boost时必须特别关注其电压耐受能力。观察图2Buck IC的VIN引脚和GND引脚之间的电压差不再是 $V_{IN}$而是输入电压与输出电压绝对值之和即 $V_{MAX} V_{IN} V_{OUT}$。例如从24V输入转换到-15V输出就要求所选Buck IC的输入电压范围至少能覆盖39V。同样在MOSFET导通期间功率二极管承受的反向电压也是 $V_{IN} V_{OUT}$选型时必须考虑这个更高的电压应力。图2中跨接在 $V_{IN}$ 和 -$V_{OUT}$ 之间的电容 $C_{IO}$其承受的电压同样是 $V_{IN} V_{OUT}$。但这里有个隐藏的风险如果 $V_{IN$ 快速上电瞬间会产生一个浪涌电流路径为$V_{IN} \to C_{IO} \to IC\ GND \to$ 功率二极管 $\to$ 电感 $\to$ System GND。这个瞬态电流可能带来两个问题1它流经功率二极管或同步Buck IC的体二极管时可能导致SW节点电位被拉低至IC GND以下对于SW引脚耐负压能力较弱的芯片可能造成损坏2瞬态电流在电感上产生感应电动势与二极管作用叠加可能在 $V_{OUT}$ 上产生一个瞬态的正向电压尖峰。因此作为防护与VIN引脚去耦的折中一般建议 $C_{IO}$ 的容值不要太大通常推荐使用0.1μF。电流应力方面Buck和反向Buck-Boost也有显著不同。在标准Buck配置中电感电流始终流向负载因此平均电感电流就等于输出电流。但在反向Buck-Boost中电感能量仅在MOSFET关断期间通过二极管传递给负载导致平均电感电流大于输出电流。两种拓扑的电感电流计算公式对比如表1所示。表1Buck拓扑与Buck-Boost拓扑电感电流对比从表1可以明确看出在相同的负载条件下反向Buck-Boost变换器的电感电流峰值要显著高于Buck变换器。因此在设计重构时必须计算并确保电感电流峰值不超过所选Buck IC规格书中规定的峰值电流限值 $I_{LIMT}$。具体的计算示例我们将在第4章“设计实例”中展开。辅助功能设计在反向Buck-Boost配置中由于IC GND变成了负输出端芯片所有控制信号的参考电平都变成了这个负压。如果系统需要利用这些功能就必须将控制信号的参考电平“平移”回System GND。3.1 使能信号接口设计如果系统不需要控制使能最简单的方法是将EN引脚通过一个电阻直接上拉到 $V_{IN}$。如果需要系统控制则必须设计一个简单的电平转换电路如图4所示。图4EN引脚电平转换电路当系统使能信号SYSEN为高电平足以使Q1导通时Q2的栅极通过Q1被拉低至System GND。由于Q2的源极接在 $V{IN}$其栅源电压$V{GS}$变为负值从而使Q2这个P-MOSFET导通。此时$V{IN}$通过电阻分压器$R{EN1}$,$R{EN2}$为EN引脚提供电压从而开启芯片。设计时需要特别注意确保在开启和关闭两种状态下Q2的栅漏电压$V{GD}$和栅源电压$V{GS}$始终处于MOSFET的安全工作区内。以SGM61630为例图4中设置$R{EN1}R{EN2}R1100k\Omega$。图5展示了系统控制使能和禁用时的波形测试条件为20V输入-15V/1.5A输出。图5反向Buck-Boost变换器使能a和禁用b波形如果需要利用EN引脚配置欠压锁定功能可以按照图6设置电阻分压网络。图6EN引脚用于UVLO的分压电路开启电压 $V_{START}$ 的计算与Buck模式相同因为启动前通常没有负压输出$$ V_{START} V_{ENH} \times (1 \frac{R_{EN1}}{R_{EN2}}) I1 \times R_{EN1} $$启动后关断电压 $V_{STOP}$ 则需要考虑负输出电压的影响$$ V_{STOP} (V_{ENL} V_{OUT}) \times (1 \frac{R_{EN1}}{R_{EN2}}) (I1 - I2) \times R_{EN1} - V_{OUT} $$以SGM61630为例$V_{ENH}1.17V$$V_{ENL}1.12V$取 $R_{EN1}430k\Omega$$R_{EN2}30k\Omega$$I11\mu A$$I23.7\mu A$$V_{OUT}-15V$。计算得 $V_{START}17.51V$$V_{STOP}0.15V$。3.2 同步信号接口设计对于带有SYNC引脚的Buck芯片若需要让反向Buck-Boost变换器与外部时钟同步也需要电平转换电路如图7所示。图7SYNC引脚同步信号电平转换电路当系统同步信号SYSSYNC为高时Q1导通$V{IN}$经R1、R2分压为Q2提供$V{GS}$Q2导通。$V{IN}$通过$R{SYNC1}$、$R{SYNC2}$的分压将SYNC引脚拉高。注意SYNC引脚耐压通常较低必须添加稳压管ZD1进行钳位保护。考虑到功耗$R{SYNC1}$、$R{SYNC2}$阻值不能太小因此在同步频率较高的场景Q2应选择栅极电荷$Q_G$ 较小的P-MOSFET。当SYSSYNC变低Q1关断随后Q2关断。Q2关断后SYNC引脚通过 $R{SYNC2}$被下拉到 -$V_{OUT}$。由于稳压管ZD1存在结电容$Cj$会导致同步信号有效边沿和芯片内部SW开关动作之间产生额外的延迟$t{delay}$不包括芯片内部电路延迟。以SGM61630为例其同步机制为SW上升沿与SYNC下降沿同步SYS_SYNC下降沿关断Q2后$Cj$通过$R{SYNC2}$放电。当SYNC引脚电压从ZD1的稳压值$VZ$放电至低电平阈值$V{SYNC_L}$ 时功率管才开启从而造成滞后$$ t_{delay} R_{SYNC2} \times C_j \times \ln(\frac{V_Z}{V_{SYNC\_L}}) $$因此高频同步应用应选择结电容 $C_j$ 较小的稳压管。SGM61630的同步波形实测如图8所示。图8同步信号与SW开关波形可见t_delay3.3 PG信号接口设计如果系统不需要Power Good指示信号可将PG引脚悬空。若需要则需电平转换电路如图9所示。图9PG引脚信号电平转换电路当输出电压未建立时芯片内部开关Q3导通PG被拉至 -$V_{OUT}$此时Q1关断、Q2导通SYSPG被下拉到System GND低电平。当输出电压建立后Q3关断PG被上拉至 -$V{OUT}VZ$此时Q1导通Q2的$V{GS}$为负而关断SYS_PG被上拉到逻辑电平$V{LOGIC}$高电平。同样若PG引脚耐压值有限当$V{OUT}$ 绝对值较大时需加稳压管ZD1保护。以SGM61630为例图9中设置R1R2100kΩR310kΩ。图10展示了电源开启和关闭时SYS_PG的波形。图10反向Buck-Boost变换器Power on (a) 和 Power off (b) 波形设计实例24V转-15V/1.5A本章将以SGM61630的Demo BoardBuck配置为基础进行反向Buck-Boost变换器的完整设计。设计目标如表2所示。表2反向Buck-Boost变换器设计目标4.1 原理图与快速验证反向Buck-Boost变换器的完整原理图如图11所示。图11反向Buck-Boost变换器原理图为了快速验证方案可行性可以直接在现有的Buck Demo板上修改连接重构为反向Buck-Boost拓扑连接方式如图12所示。当然在新项目实际布板时应遵循Buck-Boost的PCB布局规则重新规划以获得最佳性能。图12在Buck Demo板上直接构建反向Buck-Boost的连接方法注意断开原输入电容C1、C1A、C1B下端与IC GND的连接改接到电感L1的左端焊盘即新的System GND。飞线应尽量短以减少寄生电感对输入电压的干扰。在Demo板的“VIN”和“VOUT”端子之间接入24V电源在“VOUT”和“GND”端子之间接入电子负载。将电感更换为22μH。4.2 关键参数计算首先计算变换器的占空比$$ D \frac{V_{OUT}}{V_{OUT} V_{IN}} \frac{15}{1524} \approx 0.385 $$评估芯片及外围器件电压应力$V_{MAX} V_{IN} V_{OUT} 24 15 39V$。为了在电感体积和转换效率间取得平衡选取电感电流纹波比 $r 0.35$则所需电感量为$$ L \frac{V_{IN} \times D}{r \times I_{OUT} \times F_{SW}} \frac{24 \times 0.385}{0.35 \times 1.5 \times 490 \times 10^3} \approx 22.9 \mu H $$本实例选取 $L 22 \mu H$计算电感电流峰值$$ I_{L(peak)} \frac{I_{OUT}}{1-D} \frac{D \times V_{IN}}{2 \times L \times F_{SW}} \frac{1.5}{1-0.385} \frac{0.385 \times 24}{2 \times 22 \times 10^{-6} \times 490 \times 10^3} \approx 2.44 0.43 \approx 2.87A $$计算值2.87A小于SGM61630规格书中 $I_{LIMT}$ 的最小值3.5A满足要求。反向Buck-Boost变换器存在一个右半平面零点其频率为$$ F_{RHPZ} \frac{(1-D)^2 \times R_{LOAD}}{2 \pi \times D \times L} $$其中 $R_{LOAD} V_{OUT} / I_{OUT} 10 \Omega$。代入得 $F_{RHPZ} \approx 9.8 kHz$。为保证系统稳定穿越频率应小于RHPZ频率的1/4约2.45kHz。这要求我们或者减小电感以提高 $F_{RHPZ}$或者增加输出电容以降低穿越频率。需要特别注意的是在此架构中反馈补偿网络的前馈电容需谨慎添加因为它虽可提升相位裕度但也会抬高增益曲线可能使穿越频率靠近RHPZ反而引发稳定性问题。在本设计中我们使用两个47μF/25V的X5R陶瓷电容并联作为 $C_{OUT}$。4.3 测试结果基于以上设计进行实测关键波形如下图13$V_{IN}24V$-15V/1.5A输出启动过程图14$V_{IN}24V$-15V/1.5A输出关断过程图1524V输入-15V/0A输出空载图1624V输入-15V/1.5A输出满载稳态图17负载从1.5A降至0.7A的瞬态响应图18负载从0.7A升至1.5A的瞬态响应图19输出短路保护触发瞬间图20输出短路保护恢复过程测试结果表明基于SGM61630重构的反向Buck-Boost变换器在24V输入、-15V/1.5A输出的条件下工作稳定动态响应良好各项保护功能正常。总结将Buck变换器重构为反向Buck-Boost变换器可以遵循以下系统化步骤计算电压应力确定变换器需承受的最大电压 $V_{IN} V_{OUT}$。计算电流应力使用表1中的公式计算最大电感电流 $I_{L(peak)}$。选型芯片选择满足上述电压和电流应力要求的Buck型IC。确定基础元件参照数据手册设定频率设置电阻、反馈网络分压器等。设计辅助电路评估并使能、同步、PG等信号的电平转换电路。快速验证可在现有Buck Demo板上按图12方式搭建a) 将Buck的正输出端定义为System GND。b) 将Buck的IC GND作为负电压输出端-$V_{OUT}$。c) 输入正极连接保持不变。正式实施要点a) 重点优化输入、输出电容的布局布线。b) 保证反馈信号路径干净、简洁。c) 开关节点SW走线尽可能短并远离敏感的模拟信号线。通过本文详细的原理分析、设计实例和测试验证我们展示了利用常见Buck控制器实现高性能负电源轨的完整方案。这种方法灵活且成本效益高为硬件工程师提供了一种实用的设计选择。希望这篇深入的技术剖析能对你的项目有所帮助也欢迎你在云栈社区与其他开发者继续交流电源设计方面的经验与心得。参考资料[1] SG Micro Corp. SGM61630 Datasheet [EB/OL]. (2023-12). https://www.sg-micro.com/rect/assets/2e4aa3c1-fd17-4b20-ac75-892cfe5f2e56/SGM61630.pdf.附录关键参数计算表需要资料或者样品可平台私信我
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