LLC 谐振电源深度解析（三十九）：Lr=330μH 里面的电流为什么接近正弦？

LLC 谐振电源深度解析三十九Lr330μH 里面的电流为什么接近正弦——Half-Bridge 明明输出方波为什么经过 Lr330μH、Cr10nF 后Ir 却变成了“正弦波”从傅里叶分解、FHA、Tank 滤波到 73k / 87.6k / 125kHz 一次讲透上一篇我们讲了Cr10nF 为什么可能承受很高的交流电压。这一篇继续往前走一步。LLC 有一个非常经典、也非常容易让人困惑的现象Half-Bridge 输出 ┌─────┐ ┌─────┐ │ │ │ │ │ │ │ │ ┘ └─────┘ └───── 方波 ↓ Lr Cr Lm ↓ Ir ╭────╮ ╭──╯ ╰──╮ ───╯ ╰─── 接近正弦问题来了输入明明是方波为什么电流不是方波这其实正是 Resonant Converter 和普通硬开关 PWM 电源最大的区别之一。LLC 并不是简单地把 Half-Bridge 方波“送进 Transformer”。真正过程是DC Bus ↓ Half-Bridge ↓ 高频方波 ↓ Lr Cr Lm Load ↓ Resonant Tank选择频率 ↓ 高次谐波受到抑制 ↓ Fundamental占主导 ↓ Ir接近正弦而我们平时大量 LLC Gain、Rac、Q、K 的计算背后的基础就是 FHA——First Harmonic Approximation基波近似法。TI 对 LLC 的经典分析就是把实际的非线性、非正弦开关网络用输入/输出方波的基波分量替代忽略高次谐波从而得到一个可以用交流阻抗直接分析的线性等效电路这种近似在开关频率靠近串联谐振频率时尤其有效。(Texas Instruments)上面的真实波形非常值得看Gate/SW 明显是方波但 Tank Current 已经明显带有谐振电流的弧形/近似正弦特征。1️⃣ 先别管 LLC方波本身到底是什么很多人会认为方波就是一个频率。其实不是。假设一个理想对称方波V A ┌──────┐ ┌──────┐ │ │ │ │ 0 ┤ │ │ │ -A └──────┴──────┴──────┴──→ t它实际上可以分解成Fundamental 3rd Harmonic 5th Harmonic 7th Harmonic ……也就是说Square Wave 很多不同Frequency的Sine Wave叠加这就是傅里叶分解。对于理想的 50% 对称双极性方波可以写成v(t) 4A/π × [ sin(ωt) 1/3 sin(3ωt) 1/5 sin(5ωt) 1/7 sin(7ωt) ... ]注意一个特点 理想对称方波主要包含奇次谐波。也就是1fs 3fs 5fs 7fs ……2️⃣ Half-Bridge 的 0440V 方波怎么做傅里叶分解我们的VBUS 440VHalf-Bridge Switch Node0V ↔ 440V所以波形是440V ┌──────┐ ┌──────┐ │ │ │ │ 220V ┼──────┼──────┼──────┼── Average │ │ │ │ 0V └──────┴──────┴──────┴──平均值VDC VBUS/2 220V把这个 DC Offset 去掉以后VAC VSW -220V就得到220V ┌──────┐ ┌──────┐ │ │ │ │ 0 ─┼──────┼──────┼──────┼── │ │ │ │ -220V └──────┴──────┴──────┴──也就是说⭐ Tank 交流分析真正关心的是 ±220V 的方波。3️⃣ 这时候基波到底多大对于±A对称方波基波 PeakV1_pk 4A/π这里A VBUS/2所以V1_pk 4/π × VBUS/2 2VBUS/π代入VBUS 440V得到V1_pk ≈ 2×440/π ≈280V。因此 Half-Bridge 的 440V Bus 对应的交流基波 Peak 不是 220V而是约 280V。这一点特别容易混。TI 对 Half-Bridge LLC 的基波分析也是这个结果去掉 DC 分量后开关网络输出方波的基波峰值为4/π × Vin/2 2Vin/π。(Texas Instruments)4️⃣ 那为什么我们之前又经常用 220V因为220V和280V代表的根本不是同一个东西。220V代表VBUS /2也就是 Half-Bridge 方波相对于中点的 Square-Wave Level。280V代表2VBUS/π也就是这个方波经过傅里叶分解之后 Fundamental Sine Peak。如果换成 RMSV1_rms V1_pk /√2所以V1_rms √2 VBUS/π440VV1_rms ≈198V。于是同一个 440V Half-Bridge可以同时出现三个数字数值含义220V方波 AC Level±VBUS/2280V基波 Peak198V基波 RMS⚠️ 这三个数字都可以是对的。真正容易出错的是拿 220V 的定义去套 280V 的公式。5️⃣ 这也解释了为什么 LLC 资料里的 Gain 有时对不上有人算Gain Vout / (Vin/2)有人算Fundamental AC Gain还有人已经把Transformer Ratio Rectifier Fundamental RMS一起归一化进去了。于是M1到底代表什么必须先看定义。我们之前这套设计里Mv Lpri/(Lpri-Lr) 1200/870 ≈1.1744这是当前设计使用的一种特定电压增益关系。而 FHA Gain Curve 里面常说的M1 fn1通常是经过特定归一化以后得到的 Tank Gain。 两个 M 不能看到名字一样就直接当成一个参数。6️⃣ 现在问题来了3次、5次谐波去哪了Half-Bridge 输出Fundamental fs 3rd 3fs 5th 5fs ……我们的fs≈87.6kHz那么1st ≈87.6kHz 3rd ≈262.8kHz 5th ≈438kHz 7th ≈613kHz现在把这些频率一个一个扔进Lr 330μH Cr 10nF看看会发生什么。7️⃣ 87.6kHz 基波发生了什么LrXLr 2πfLr ≈181.7ΩCrXCr 1/(2πfCr) ≈181.7Ω所以XLr - XCr ≈0。也就是Lr Cr的串联无功阻抗在⭐ 87.6kHz 附近高度抵消。所以这个频率的电流容易通过Tank。8️⃣ 那 3 次谐波 262.8kHz 呢Lr 的阻抗随着频率升高XL ∝ f。所以XLr_3 ≈3 ×181.7 ≈545Ω。而 CrXC ∝1/f。所以XCr_3 ≈181.7/3 ≈60.6Ω。因此Xseries_3 ≈545 -60.6 ≈484Ω。已经明显是 大感性阻抗。9️⃣ 5次谐波更夸张f5 ≈438kHz。LrXLr_5 ≈5 ×181.7 ≈908.5Ω。CrXCr_5 ≈181.7/5 ≈36.3Ω。所以Xseries_5 ≈872Ω。 把三个放一起HarmonicFrequencyXLrXCrLr-Cr 净无功1st87.6kHz181.7Ω181.7Ω≈0Ω3rd262.8kHz≈545Ω≈60.6Ω≈484Ω5th438kHz≈908Ω≈36.3Ω≈872Ω看出来没有Half-Bridge Square Wave │ ├── 87.6kHz ──→ Tank容易通过 ⭐ │ ├── 262.8kHz ─→ 被高阻抗压制 │ ├── 438kHz ───→ 压制更明显 │ └── 更高次 ───→ 更难通过这就是方波进去近似正弦电流出来的根本原因。不是 LLC 把方波“神奇变成了正弦”。而是方波本来就是很多正弦谐波叠加而 Resonant Tank 对不同频率的阻抗完全不同最终基波分量占据主导。1️⃣1️⃣ 这其实就是一个“选频器”可以把 LLC Tank 想象成Square Wave │ ┌───────┴────────┐ │ │ Fundamental Harmonics 87.6kHz 262k/438k/... │ │ 阻抗较低 阻抗很高 │ │ ▼ ▼ 通过很多 通过很少 └───────┬────────┘ ▼ Ir接近正弦所以从信号角度看 LLC Tank 本身具有很强的频率选择特性。这也是为什么 Resonant Converter 的电流波形天然比很多硬开关 PWM 拓扑柔和。1️⃣2️⃣ 于是 FHA 就出现了既然Fundamental占主导工程师就想那我干脆先把 3fs、5fs、7fs……忽略掉只分析 fs 行不行于是⭐ First Harmonic Approximation。FHA 的核心不是一个复杂公式。本质就一句把非正弦开关电路用它的基波等效成一个线性交流电路。TI 和 Infineon 的 LLC 设计方法都广泛采用 FHA输入开关方波和整流侧非正弦波形只保留基波再把输出负载折算为原边的等效 AC 电阻。(Texas Instruments)1️⃣3️⃣ 原来复杂的电路是什么样真实 LLC440V DC │ QH / QL │ Square Wave │ Lr │ Cr │ ●────Lm │ Transformer │ Rectifier │ Cout │ Load这里面有MOS Switching Diode Rectification Nonlinear Coss Secondary Conduction Dead Time直接求解析解很麻烦。1️⃣4️⃣ FHA 一刀切下去以后就变成Vin Fundamental ~ │ Lr │ Cr │ ●──────── Vo_ac │ ┌────┴────┐ │ │ Lm Rac │ │ GND GND一下变成了我们熟悉的 AC Impedance Network。这正是 FHA 的价值。Infineon 的 FHA 等效模型同样把 Lm 与折算后的 Rac 并联再与 Lr、Cr 构成频率控制的电压分压网络。(英飞凌)1️⃣5️⃣ Rac 又是怎么冒出来的Secondary 明明是Transformer ↓ Diode ↓ Cout ↓ 60V Load怎么看也不是一个纯电阻。但是 FHA 为了分析基波把 Secondary Rectifier Load 的功率关系折算到 Primary。常见全波整流 LLC 的 FHA 等效关系Rac 8/π² × n² × Rload我们的n≈4.236输出60V /1.25A。如果把整流压降也按设计关系考虑进去我们之前得到Rac≈710Ω。于是复杂的Transformer Rectifier Cout Load在 FHA 世界里就变成Rac≈710Ω。这就是为什么前面 Gain Curve 能直接用复阻抗算。(英飞凌)1️⃣6️⃣ 现在 LLC 就彻底变成一个交流分压器定义Zr jωLr 1/(jωCr)并联支路Zp jωLm || Rac那么Zin Zr Zp。Tank GainH(jω) Zp / (Zr Zp)。于是Frequency改变 ↓ XLr改变 XC改变 XLm改变 ↓ Zin改变 ↓ Current改变 ↓ Voltage Division改变 ↓ Gain改变所以 LLC不是 MOS 在“调电压”MOS 真正调的是激励频率频率改变 Tank 阻抗Tank 阻抗再决定 Gain 和 Ir。1️⃣7️⃣ 为什么 87.6kHz 时 Ir 最容易接近正弦因为fs ≈ fr。这时候Fundamental刚好处于 Tank 最重要的谐振区域。与此同时3fs 5fs 7fs已经远远离开fr。所以I1 I3、I5、I7...结果Ir(t) ≈ I1 sin(ωt)这就是 FHA 最舒服的工作点。TI 也指出当 LLC 的开关频率靠近串联谐振频率时Tank 循环电流主要由该单一频率成分组成因此正弦近似较准确当开关频率明显偏离谐振点时忽略高次成分的误差会增大。(Texas Instruments)1️⃣8️⃣ 但 Ir 为什么又不是完美正弦因为真实 LLC 根本不是Ideal LC Resistor。还有Lm Transformer Rectifier Coss Leakage Distribution Secondary Junction Capacitance Dead Time MOS Switching Edge Burst Parasitic LC尤其 Secondary RectifierON ↓ OFF会改变 Tank 的等效状态。所以实际 Ir╭─────╮ ╭─╯ ╰─╮ ───╯ ╰───可能带有拐点 斜率变化 尖峰 小振铃这并不意味着 LLC 有问题。1️⃣9️⃣ 73kHz 的 Ir 会发生什么我们的fmin≈73kHz fr≈87.61kHz归一化Fn 73/87.61 ≈0.833。单独看 Lr-CrXLr≈151Ω XCr≈218Ω所以XLr-XCr≈-67Ω。Series Branch 已经偏容性。但完整 TankLr Cr (Lm || Rac)仍可能处于设计要求的感性输入区域。这时 LLC 通常是为了获得Higher Gain而把频率往下拉。2️⃣0️⃣ 为什么低于 fr 后 Ir 波形更容易变形因为离Series Resonance越来越远。而且这时Lm的参与程度更加明显。Secondary Rectifier 的导通区间也会改变。于是Ir可能出现更明显的Resonant Segment Magnetizing Segment组合。真实波形可能更像Ir ╭────╮ ╭─╯ ╰─╮ ─────╯ ╲ ╲ ╲────而不是教科书里完美的sin(ωt)。2️⃣1️⃣ 甚至会出现 Ir 和 Im 重合的一段我们上一篇讲过Ir Im Iref。当 Secondary CurrentIsec →0那么Iref→0。于是Ir≈Im。而 Imdi/dt≈V/Lm在某些区间近似线性。所以你可能看到前半段 Ir明显弯曲 后半段 Ir变得比较直这并不奇怪。它对应的是Secondary传能状态改变。2️⃣2️⃣ 125kHz 又是什么情况Fn 125/87.61 ≈1.427。已经明显高于fr。此时XLr≈259Ω XCr≈127Ω。所以Lr-Cr ≈ j132Ω。Tank 偏向感性。一般在设计的高频支路上fs ↑ ↓ Tank Gain ↓ ↓ Transferred Energy ↓因此 Soft-Start 常常从高频开始再逐渐向正常工作频率扫。但⚠️ 高频不等于一定 ZVS 更好。2️⃣3️⃣ 为什么 125kHz 反而可能 ZVS 变差因为高频下Gain ↓ Current ↓。尤其 Light LoadIref ↓于是 Dead Time 时可用于Coss Commutation的电流可能不足。结果QH OFF ↓ Dead Time ↓ Vds只掉了一部分 ↓ QL Gate已经ON ↓ Partial ZVS / Hard Switching所以感性区域是 ZVS 的重要条件但“处于感性区”并不自动等于“换向电流一定足够”。还要看Ir Im Qoss Dead Time Vin Load2️⃣4️⃣ 把三个频率放在一起就非常清楚项目73kHz87.6kHz125kHzFn0.8331.0001.427XLr151Ω181.7Ω259ΩXCr218Ω181.7Ω127ΩLr-Cr-j67Ω≈0j132ΩGain趋势较高设计核心区域较低Ir通常较大高效传能区域通常下降FHA准确性可能下降⭐较好可能下降ZVS看完整相位/电流通常较好轻载需重点检查注意 这里说的是工程趋势不是说所有 LLC 在 73k/87.6k/125kHz 都必然表现完全一样。Load、Lm、Q、K 都会改变结果。2️⃣5️⃣ FHA 最大的价值是什么它不是为了100%还原真实波形。它是为了复杂开关电路 ↓ 变成线性AC网络 ↓ 可以计算 Gain Rac Q K Frequency Range Tank Current所以 FHA 的定位应该是⭐设计工具而不是示波器波形复制器。2️⃣6️⃣ 那 FHA 什么时候比较准通常fs接近fr Tank高次谐波受到明显抑制 工作模式比较正常这时候Fundamental Dominant。所以 FHAGain Prediction Frequency Prediction Tank Parameter Design都比较有价值。(Texas Instruments)2️⃣7️⃣ FHA 什么时候容易失准第一种fs远离fr。例如fmin很低或者为了轻载fs拉得很高。第二种Light Load。因为寄生参数Transformer Cps Rectifier Cj MOS Coss相对于负载影响越来越明显。TI 甚至指出轻载时 Transformer 绕组电容以及整流器 Coss/Cj 可能让实际 Gain Curve 与传统 FHA 结果明显偏离甚至出现增益曲线反转现象。(Texas Instruments)第三种Burst Mode。因为系统已经不是连续周期稳态。第四种Startup。因为Cr Initial Voltage Cout Charging Loop Saturation都不是稳态条件。第五种Fault / Short Circuit。更不能拿正常稳态 FHA 生搬硬套。2️⃣8️⃣ 所以仿真为什么还非常重要FHA 可以快速告诉你Lr大概多少 Cr大概多少 Lm大概多少 Gain够不够 Frequency Range大概多少但最后LTspice / SIMPLIS / PLECS之类的时域仿真可以把MOS Switching Rectifier Dead Time Nonlinear Coss Parasitic重新放回来。Infineon 的 LLC 设计流程也会把 FHA 计算得到的结果与时域仿真的实际 RMS Current 进行比较而不是把 FHA 当成绝对精确模型。(英飞凌)所以工程流程最好是FHA ↓ 快速定Tank ↓ Gain Curve ↓ Frequency Range ↓ Time-Domain Simulation ↓ Prototype ↓ Oscilloscope ↓ Corner Validation2️⃣9️⃣ 示波器看到 Ir 顶部“变尖”正常吗比如/\ / \ ____/ \____首先别马上说Transformer Saturation。因为可能来自Secondary Commutation Parasitic Ringing Current Probe Bandwidth Probe Saturation Switching Edge Coupling Tank Mode Transition磁芯 Saturation 更应该结合V L di/dt去看。如果磁芯进入 SaturationEffective L ↓于是di/dt ↑。更典型的危险信号是在施加电压没有突然增大的情况下电流斜率却越来越陡。而不是单纯“波形尖” 饱和。3️⃣0️⃣ Ir 顶部“变平”呢例如______ / \ ___/ \___也不能马上判断。可能是Current Probe Saturation Scope Clipping Rectifier Conduction State Tank Waveform Distortion Controller Current Limiting第一步⭐ 换量程。第二步检查Current Probe Zero第三步换另一只Current Probe。第四步才去分析电路。3️⃣1️⃣ Ir 左右不对称反而更值得警惕正常 Half-Bridge 稳态Positive Half Cycle和Negative Half Cycle应该大体平衡。如果出现正半周 1.2A 负半周 -0.7A而且长期存在就要检查QH / QL Drive Asymmetry Dead Time Asymmetry Cr DC Bias Transformer Flux Walk MOS Delay Difference Gate Resistance Current Probe Offset因为长期 Volt-Second 不平衡可能导致Flux Walking ↓ Core Saturation Risk。3️⃣2️⃣ Ir 上面叠着 20MHz 小毛刺是什么这时候千万别说“Lr330μH 谐振了。”错。主 TankLr 330μH Cr 10nF决定的是fr≈87.6kHz。如果看到20MHz小振铃更可能是MOS Coss PCB nH Transformer Leakage Distribution Diode/Rectifier Capacitance Package Inductance形成的Parasitic LC。所以87.6kHz和20MHz完全不是同一个 Resonance。3️⃣3️⃣ 为什么电流探头本身也可能“造波形”Current Probe 有Bandwidth Rise Time Max Peak Current Ampere-Second Product Noise Zero Drift如果超范围真实Ir ↓ Current Probe ↓ 失真 ↓ Scope你看到的尖峰 削顶 基线漂移可能并不是板子。所以看到奇怪的 Tank Current先验证测量链再分析 LLC。3️⃣4️⃣ 最值得做的是 Vds、Vgs、Ir 三个一起看不要只测Ir。推荐CH1Low-Side Vgs CH2Low-Side Vds CH3Ir CH4Secondary Current / Vout然后把时间轴放到12μs/div附近观察。你真正要找的是MOS OFF ↓ Ir继续流 ↓ Vds开始换向 ↓ Vds→0 ↓ Body Diode / Channel条件建立 ↓ Vgs上升这样Ir才和ZVS真正联系起来。3️⃣5️⃣ 73k / 87.6k / 125k 最值得怎么测建议直接做三个固定工作点截图。 73kHz重点看Ir Peak Secondary Conduction Gain Vds Commutation⭐ 87.6kHz重点看Ir是否最接近正弦 Vds是否干净ZVS Efficiency Transformer Temperature 125kHz重点看Ir是否明显减小 Vds是否能在Dead Time内降到0 Light-Load ZVS First Pulse这样比只看Output 60V有价值得多。3️⃣6️⃣ 如果想证明“方波真的被 Tank 滤成了正弦”示波器 FFT 特别好用这个实验其实很适合做。测SW VoltageFFT。应该能看到fs 3fs 5fs ……然后测IrFFT。正常情况下你会发现Fundamental占比明显提高而3rd 5th 7th相对被压下去。TI 在介绍 Fundamental Harmonic Analysis 时也直接用 FFT 的思路解释输入、输出非正弦波形中第一谐波通常明显大于其余谐波因此保留一阶谐波就能把谐振网络线性化分析。(Texas Instruments)这比只看时域“好像挺圆”更直观。3️⃣7️⃣ 但 FFT 测试要注意什么首先采样时间必须覆盖足够多个周期。其次Sample Rate必须够高。还要注意Window Function Record Length Noise Floor Probe Bandwidth否则Spectral Leakage会让 FFT 看起来一堆杂线。我们的fs≈87.6kHz那么至少可以重点观察87.6kHz 262.8kHz 438kHz 613kHz附近。3️⃣8️⃣ 这篇其实还能解释一个 EMI 问题有人会说LLC 电流都正弦了为什么 EMI 还是可能不过因为Tank Current接近正弦不代表SW Voltage也变成正弦。SW Node 仍然0 ↔440V快速跳变。因此dv/dt仍然很高。通过MOS Coss Transformer Cps PCB Parasitic Capacitance Chassis Capacitance形成iCM Cpar × dv/dt。所以 LLCCurrent很柔和但Voltage Edge仍然很快。这就是为什么LLC 有 ZVS不代表 EMC 自动 PASS。3️⃣9️⃣ ZVS 对 EMI 到底有没有帮助有。因为 Hard SwitchingVds很高 Id已经起来会产生非常激烈的dv/dt di/dt RingingZVSVds≈0以后再 Turn On通常可以明显减轻 Turn-On Switching Noise。但SW Node最终仍然必须0 ↔440V。所以 Common-Mode Noise 仍然存在。这两个概念不能混。4️⃣0️⃣ 为什么说“正弦电流”是 LLC 高效率的重要基础硬开关 PWMMOS Turn On ↓ Voltage高 Current高 ↓ Overlap ↓ Switching LossLLCTank Current连续 ↓ 利用Ir给Coss换向 ↓ Vds→0 ↓ MOS Turn On ↓ ZVS而 Resonant Tank 产生的连续、相位可控电流Ir正是实现这一切的重要条件。所以⭐ 正弦不是目的Soft Switching 才是目的之一。4️⃣1️⃣ 把整个过程一次串起来440V DC │ ▼ Half Bridge │ ▼ 0440V Square │ 去掉DC分量 ▼ ±220V │ Fourier Series ▼ ┌──────────┼───────────┐ │ │ │ 87.6k 262.8k 438k... │ │ │ ▼ ▼ ▼ Tank易通过 阻抗很大 阻抗更大 │ │ │ └──────────┼───────────┘ ▼ Fundamental Dominant │ ▼ Ir接近正弦 │ ┌────────┴────────┐ ▼ ▼ Energy Transfer Coss换向 │ │ ▼ ▼ 60V ZVS这就是 从 440V DC 到 Resonant Current 的完整逻辑。4️⃣2️⃣ 本篇最容易犯的 8 个错误❌ 1. Half-Bridge 输出方波所以 Lr 电流也应该是方波。错。Tank 对各次谐波的阻抗不同高次谐波被明显抑制后基波占主导。❌ 2. 方波只有 fs 一个频率。错。理想 50% 对称方波包含 fs、3fs、5fs、7fs……奇次谐波。❌ 3. 440V Half-Bridge 的基波 Peak 是 220V。错。220V 是VBUS/2方波电平基波 Peak 是2VBUS/π≈280V。❌ 4. FHA 就是真实波形。错。FHA 是只保留基波的近似模型。❌ 5. FHA 在任何频率都一样准确。错。通常接近 Series Resonance 时更可靠远离 fr、轻载、Burst、启动和故障时误差可能明显增加。(Texas Instruments)❌ 6. 73kHzfr所以整机一定是容性。错。必须看完整LrCr(Lm||Rac)输入阻抗相位。❌ 7. Ir 不够圆就是 Transformer Saturation。错。Rectifier Commutation、Tank Mode、寄生振铃甚至探头都可能改变波形。❌ 8. LLC Ir 接近正弦所以 EMC 肯定很好。错。SW Node 依然存在很大的 dv/dt。⭐ 本篇真正要记住的 6 句话 第一方波不是一个频率而是基波加一系列高次谐波。 第二Lr330μH、Cr10nF 在约 87.6kHz 对基波形成谐振而对 3fs、5fs 等高次谐波呈现越来越大的阻抗因此 Ir 最终接近正弦。 第三440V Half-Bridge 的 ±220V 是方波电平而约 280V 是其基波 Peak约 198V 是基波 RMS三者绝不能混用。 第四FHA 本质上就是“只留下基波”把复杂的 MOSTransformerRectifier 开关电路变成一个可以直接计算复阻抗的交流网络。 第五FHA 是设计工具不是示波器波形复制器离 fr 越远、负载越轻、寄生参数越明显它和真实电路的差距越可能增大。最后这一句最重要不是 LLC 把方波“变成”了正弦而是方波本来就由很多正弦谐波组成Resonant Tank 只让它最喜欢的那一部分电流留下来。⭐⭐⭐ 下一篇继续把这个问题再往深处挖《LLC 谐振电源深度解析四十73kHz、87.6kHz、125kHz 三个频率下Vds、Ir、Im、Isec 到底有什么不同》下一篇不再只讲公式直接做三个工作频率的“波形对照图”73kHz │ ├── 为什么Gain高 ├── Ir为什么更大 ├── Secondary导通多久 ├── Im和Ir什么时候重合 └── ZVS为什么不能只看fsfr 87.6kHz │ ├── Lr/Cr如何抵消 ├── 为什么Ir最接近正弦 ├── Primary怎么传能 ├── Secondary为什么容易ZCS └── 为什么这里通常效率高 125kHz │ ├── 为什么Gain下降 ├── Ir为什么减小 ├── 为什么适合Soft-Start限能量 ├── 为什么轻载反而可能丢ZVS └── Vds为什么可能在Gate前降不到0然后直接给出一套示波器 CH1~CH4 应该怎么接、正常波形长什么样、什么波形一眼就说明有问题的实战判断方法。